高压单双向可控硅和可控硅模块

Duane

问：那么我应该如何处理容性负载?
答：首先我们应该确定运放是否能稳定地驱动自身负载。许多运放数据手册都给出“
容性负载驱动能力”这项指标。还有一些运放提供“小信号过冲与容性负载关系曲线”，从
中你可以看到过冲与附加负载电容呈指数关系增加，当达到100%时，运放不稳定。如果有
可能，应该使运放过冲远离100%。还应注意这条曲线对应指定增益。对于VFA，容性负载驱
动能力随增益成比例增加。所以，如果在增益为1时，VFA可稳定驱动100pF容性负载，那么
在增益为10时，便能驱动1000pF容性负载。也有少数运放的产品说明中给出开环输出电阻R
O，从而可以计算出上述附加极点的频率fP= 1/2πROCL 。如果附加极点fP大于上述电路带宽10倍，则电路稳定。如果运放的产品说明没有提供容性负载驱动能力或开环输出电阻的指标，也没有给出过冲与容性负载关系曲线，那么要保证电路稳定，你必须对容性负载采取必要的补偿措施。要使标准运放驱动容负载工作稳定有许多处理方法，下面介绍几种。

(1)提高噪声增益法
使低频电路稳定的有效方法，也是设计者常常忽略的方法，就是增加电路的闭环增益(即噪
声增益)，而不改变信号增益，这样可在开环增益与反馈衰减到0dB带宽之积恒定条件下降低
噪声带宽。具体电路如图2所示。在图2(a)中，在运放的两个输入端之间接电阻RD。此时
电路的增益可由给定公式计算。因为是噪声增益而不是信号增益支配稳定性，所以

图2 提高效大器噪声增益电路
电路稳定性的提高不影响信号增益。为保证电路稳定，最简单的方法是使噪声带宽至少应比
容性负载极点频率低10倍频程。

图3 环路增益波特图
这种方法的缺点是输入端电压噪声和输入失调电压被放大产生附加的输出电压噪声和输出失
调电压增加。用一个电容CD与电阻RD串联可以消除附加的直流失调电压，但增加的电压噪声是器件固有的，不能消除。当选用CD时，其电容值应尽可能大。为保证噪声极点至少低于“噪声带宽”10倍，CD最小应取10A NOISE /2πRDGBP。

(2)环路外补偿法
这种方法是在运放的输出端和负载电容之间串入一个电阻RX，如图4所示。虽然RX加在反馈环路的外部，但它可将负载电容产生的附加零点频率fZ作用到反馈网络的传递函数，从而可以减小高频环路相移。为了保证电路稳定，RX的取值应该使附加零点频率至少比运放电路闭环带宽低10倍。电路加入RX使电路性能不会像方法1那样增加输出噪声，但是从负载端看进去的输出阻抗要增加。由于RX和RL构成分压器，从而会使信号增益降低。如果RL已知并且适当地恒定，那么增益降低值可通提高运放电路的增益来补偿。这种方法用于驱动传输线路非常有用。RL和RX值必须等于电缆的特征阻抗(通常为50Ω和75Ω)，以免产生驻波。因此，先确定RX值，其余其它电阻值要使放大器的增益加倍，用来补偿由电阻分压作用降低的信号增益，从而解决问题。

(3)环路内补偿法
如果RL值未知，或者是动态值，那么增益级的有


图4 环路外补偿法
效输出电阻必须很低。在这种情况下，在整个反馈环路内接一个电阻RX是很有用的，如图5所示。在这个电路中，由于直流和低频反馈都是来自负载电阻RL，所以从输入端到负载的信号增益不受分压器RX和RL的影响。

图5 环路内补偿法
RX=RORGRF
CF=RO+RXRF·CL
在这个电路中外接的电容CF是用来抵消CL产生的附加极点和零点。为了简便起见，CF产生的零点频率应该与CL产生的极点频率相一致，CF产生的极点频率应该与CL产生的零点频率相一致。因此整个传递函数和相频响应好像似没有电容作用一样。为了确保极点和零点作用相互抵消，图5中的方程必须求解准确。还应注意方程成立的条件：RF?RO,RG?RO，RL?RO。如果负载电阻很大，这些条件容易满足。

当RO未知时，计算则很困难。在这种情况下，设计过程变成猜谜游戏。应该注意“SPICE”这个词：运算放大器的SPICE模型是一种不能精确地表示运放开环输出电阻RO的模型，所以这种模型不能完全取代传统的补偿网络设计方法。还应当强调指出的是，为了采用这种方法，CL必须已知(且为常数)。在许多应用中，放大器驱动一个电路外部的负载，当负载改换时，CL也应该适当变化。只有当CL接入闭环系统时，使用上述电路才最适合。这种在基准电压的缓冲器或倒相器中，驱动一个大的去耦电容。这里CL是固定值，可以精确地抵消极点和零点的作用。与前两种方法相比，这种方法非常适合用于低直流输出电阻和低噪声的情况。而且像对基准电压源进行去耦的那么大的容性负载(一般几微法)，用其它方法补偿都是不切实际的。

上述三种补偿方法都各有其优点和缺点。为了对你的应用做出最好的选择，应该对它们有足
够的认识。这三种方法都适合用于“标准”用法，即单位增益稳定，电压反馈运算放大器(V
FA)。对于特殊应用的放大器，读者应该采用其它方法。

问：我的运放有一个“补偿”脚。当驱动容性负载时，为使电路保持稳定，我能用它对运放进行补偿吗?

答：可以。这是对容性负载进行补偿的最简单的方法。现在许多运放都带有使单位增益稳定的内部补偿电路。但是许多运放只有在很高噪声增益下才能一直保持固有的稳定性。这类运放有一个与外部电容相连的引脚，用来减少主极点频率。为了在低增益时工作稳定，外接电容必须靠近这个引脚，以减小增益带宽积。当驱动容性负载时，增加外接电容过补偿)可以提高稳定性，但是带宽降低。

问：到现在为止，你只讨论了VFA的容性负载驱动问题，是吗?那么对于电流反馈运算放大器(CFA)的容性负载驱动问题应如何处理?上述讨论的那些方法，我可以使用吗?

答：当驱动容性负载时，对CFA的一些特性要特别注意，但容性负载对电路的影响是相同的。与运放输出电阻相连的容性负载产生附加极点，从而增加相移并降低相位裕度，有可能产生尖峰、振铃，甚至振荡。但是，因为CFA不存在增益带宽积这个概念(带宽依赖于增益的程度很小)，所以通过简单增加噪声增益的方法，对提高电路稳定性没有显著作用。这样便使第一种方法失效。另外，电容绝不应接入CFA反馈环路，这样又使第三种方法失效。对驱动容性负载的CFA进行补偿最合适的方法是方法2，在环路外串接一个电阻。

问：你上述介绍了一些很有用的方法，但是我还不能处理容性负载驱动问题。另外，我的印制线路板已经制好，并且不想报废。请问是否有驱动容性负载自身很稳定的运放?

答：有。ADI公司提供一些很有用的运放，它们既能驱动“无限制”容性负载，同时又能保持优良的相位裕度，如表1所示。表1还给出了驱动容性负载可高达规定值的另一类运放。所谓驱动容性负载“无限制”并不是意味着驱动10μF容性负载像驱动阻性负载那样具有相同的转换速率。

Duane

两个单向可控硅反并联可替代双向可控硅
三个单向可控硅共阳连接可替代三相共阳模块
我公司生产大功率单向可控硅,可替代双向可控硅或三相共阳模块实现高电压的应用,同时供应高耐压肖特基二极管,希望能在各类开关电源,无功补偿控制器等领域与您合作! 如有打扰,请多包涵!!
       我公司的产品简表如下;

(单向可控硅):
TYN90C 90A 1800V/1600V/1400V/1200V TO-264封装
TYN65C 65A 1800V/1600V/1400V/1200V TO-247/TOP3封装
TYN55C 55A 1800V/1600V/1400V/1200V TO-247/TOP3封装
TYN50C 50A 1800V/1600V/1400V/1200V TO-247/TOP3封装
TYN40C 40A 1600V/1400V/1200V/800V  TO-247/TOP3封装
TYN25C 25A 1600V/1200V/800V TO-220封装
(灵敏型单向可控硅)
TYN20S 20A 600V/800V/1000V TO-220
TYN610 10A 600V/800V/1000V TO-220
X0405  4A  600V/800V/1000V TO-202

(绝缘式双向可控硅):
BTA61/BTB61 1600V/1400V/1200V/1000V TOP3/TO-3P封装
BTA51/BTB51 1600V/1400V/1200V/1000V TOP3/TO-3P封装
BTA41/BTB41 1600V/1400V/1200V/1000V TOP3/TO-3P封装


(超快恢复二极管):
8A 1000V/1200V,12A 1000V/1200V,15A 1200V等

(肖特基二极管):
10A/20A/30A/40A/60A, 20V/30V/40V/45V/60V/100V/150V/200V,
供应超高耐压肖特基二极管:1A/2A/4A/5A/10A/20A 300V/600V/1200V (TO-220/TO-263/TO-247封装)

(可控硅全控模块):
RXTC 50GK16  RXTC 117GK16  RXTC 166GK16  RXTC 255GK16

CTT116GK16

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常州杜安
陆先生
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